Современные телекоммуникационные системы, радиолокационное оборудование и системы спутниковой связи предъявляют всё более жёсткие требования к параметрам входных каскадов радиоприёмных устройств. Малошумящие усилители (МШУ) представляют собой критически важный элемент, определяющий чувствительность всей системы в целом. С развитием технологий производства полупроводниковых приборов псевдоморфные транзисторы с высокой подвижностью электронов (pHEMT) стали одним из наиболее перспективных компонентов для создания высокоэффективных МШУ, работающих в диапазонах от единиц ГГц до миллиметровых волн.
Использование pHEMT-транзисторов позволяет достичь уникального сочетания низкого коэффициента шума и высокого усиления при умеренном энергопотреблении. Однако проектирование схем МШУ на их основе представляет собой комплексную инженерную задачу, требующую глубокого понимания физических процессов, протекающих в этих устройствах, а также применения современных методов оптимизации.
Особенности pHEMT-транзисторов как активных элементов МШУ
Псевдоморфные транзисторы с высокой подвижностью электронов представляют собой результат эволюции классических полевых транзисторов. Их ключевое преимущество заключается в формировании двумерного электронного газа на гетерогранице между полупроводниковыми слоями с различной шириной запрещённой зоны. Типичная структура pHEMT включает подложку из полуизолирующего GaAs, канал из InGaAs и барьерный слой AlGaAs. Псевдоморфный характер гетероперехода обусловлен несоответствием постоянных решётки материалов, образующих эту структуру.
При проектировании МШУ критически важно учитывать ряд специфических свойств pHEMT-транзисторов. Во-первых, минимальный коэффициент шума достигается при токах стока значительно меньших, чем ток, обеспечивающий максимальное усиление. Это создаёт необходимость поиска компромисса между шумовыми характеристиками и коэффициентом усиления. Во-вторых, существенное влияние оказывают паразитные элементы корпуса и выводов транзистора, что требует применения специальных методов их компенсации.
Для современных pHEMT-транзисторов характерны типичные значения коэффициента шума порядка 0,3-0,5 дБ на частоте 12 ГГц и до 1,5-2,0 дБ в миллиметровом диапазоне, что существенно превосходит показатели устройств на основе кремниевых технологий. Максимальная частота усиления может достигать 150-200 ГГц для приборов с субмикронной длиной затвора.
Технологические нормы современных pHEMT-транзисторов позволяют создавать приборы с длиной затвора от 0,5 мкм до 50 нм. При этом параметр крутизны характеристики (gm) достигает значений 650-750 мСм/мм при напряжении затвор-исток Vgs = 0,2 В и напряжении сток-исток Vds = 2,0 В. Пробивное напряжение затвор-сток обычно составляет не менее 8-10 В, что обеспечивает высокую линейность и надёжность работы. Важной характеристикой является статический потенциал отсечки, типичные значения которого находятся в диапазоне от -0,8 до -1,2 В для большинства коммерческих pHEMT-транзисторов, предназначенных для использования в МШУ.
Схемотехнические решения для МШУ на pHEMT-транзисторах
При разработке МШУ на pHEMT-транзисторах применяются различные топологические решения, каждое из которых имеет свои особенности и область применения. Наиболее распространёнными являются каскодная схема, балансная конфигурация и распределённое усиление.
Каскодная схема объединяет транзистор в схеме с общим истоком и транзистор в схеме с общим затвором, что обеспечивает улучшенную развязку входных и выходных цепей благодаря снижению эффекта Миллера. Это особенно важно при работе на высоких частотах, где ёмкостная обратная связь может привести к нестабильности усилителя. Практический опыт показывает, что МШУ на основе каскодной схемы демонстрируют превосходную стабильность в широком диапазоне частот при сохранении низкого коэффициента шума.
В каскодной схеме МШУ для X-диапазона (8-12 ГГц) при использовании транзисторов с длиной затвора 0,15 мкм и шириной затвора 200 мкм, оптимальный режим по постоянному току соответствует следующим параметрам: напряжение сток-исток Vds = 3 В, ток стока Id = 20-25 мА для транзистора с общим истоком и Vds = 2 В, Id = 20-25 мА для транзистора с общим затвором. При таком режиме достигается коэффициент шума 0,6-0,7 дБ и усиление 14-16 дБ в полосе 8-12 ГГц при возвратных потерях по входу не хуже -15 дБ.
Балансная конфигурация, включающая два идентичных усилительных каскада, соединённых через квадратурные мосты или трансформаторы, позволяет получить улучшенное согласование по входу и выходу, а также лучшую линейность и более высокую устойчивость к изменениям импеданса источника сигнала и нагрузки. В реальных устройствах коэффициент шума балансного МШУ примерно на 0,3 дБ выше, чем у одиночного каскада, что является платой за улучшение других характеристик.
Типичные параметры балансного МШУ на pHEMT-транзисторах для Ku-диапазона (12-18 ГГц): коэффициент шума 1,2-1,4 дБ, усиление 23-25 дБ, точка компрессии по выходу P1dB = 15-18 дБм, точка пересечения интермодуляционных искажений третьего порядка IP3 = 28-30 дБм. Для реализации квадратурных мостов в таких устройствах обычно используются микрополосковые направленные ответвители Ланге с неравномерностью амплитудно-частотной характеристики не более 0,2 дБ в рабочем диапазоне частот и разбалансом фаз между выходами не более 3-4 градусов.
Архитектура с распределённым усилением (распределённый усилитель, Traveling Wave Amplifier) предполагает объединение нескольких транзисторов в единую структуру с искусственными линиями передачи. Этот подход обеспечивает исключительную широкополосность – до октавы и более, что делает его незаменимым для приложений, требующих работы в широком диапазоне частот. В современных распределённых МШУ на pHEMT-транзисторах достигаются коэффициенты шума порядка 2-3 дБ в диапазоне 2-18 ГГц при равномерном усилении 10-12 дБ.
Для распределённого усилителя с шестью секциями на pHEMT-транзисторах с длиной затвора 0,1 мкм оптимальная ширина затвора составляет 50-80 мкм для первых секций и 100-150 мкм для последних, что позволяет компенсировать затухание в искусственной линии передачи. Характеристический импеданс входной и выходной линий обычно выбирается равным 50 Ом, а индуктивности секций рассчитываются исходя из требуемой верхней частоты диапазона по формуле L = Z0/ωc, где Z0 - характеристический импеданс, а ωc - верхняя круговая частота. Для диапазона до 40 ГГц типичные значения индуктивностей составляют 0,15-0,25 нГн.
Методы оптимизации шумовых параметров
Достижение минимального коэффициента шума МШУ требует тщательной оптимизации режимов работы транзисторов и топологии согласующих цепей. Традиционный подход основан на определении оптимального импеданса источника сигнала, обеспечивающего минимум коэффициента шума, и последующем синтезе входной согласующей цепи, трансформирующей импеданс реального источника в требуемое значение.
Для pHEMT-транзисторов характерна сильная зависимость оптимального импеданса от частоты и режима по постоянному току. При этом согласование для минимума шума, как правило, не совпадает с согласованием для максимального усиления, что создаёт необходимость поиска компромисса. Практический опыт показывает, что для большинства приложений оптимальным является режим, при котором коэффициент шума превышает минимально возможное значение на 0,1-0,2 дБ, но обеспечивается существенно лучшее согласование по входу.
На частоте 10 ГГц типичный pHEMT-транзистор с длиной затвора 0,15 мкм имеет следующие шумовые параметры: минимальный коэффициент шума Fmin = 0,5 дБ, эквивалентное шумовое сопротивление Rn = 4-5 Ом, оптимальный импеданс источника Zopt = (25+j15) Ом. При этом импеданс, обеспечивающий максимальное усиление, составляет примерно Z = (40-j30) Ом. Расчёт входной согласующей цепи выполняется с использованием параметра Γopt (коэффициента отражения от оптимального импеданса) и его представления на диаграмме Смита. Синтез цепи, преобразующей импеданс источника 50 Ом в оптимальный, обычно осуществляется в виде двух- или трёхзвенной цепи из LC-элементов.
Интересным направлением оптимизации является применение техники индуктивной обратной связи. Введение индуктивности в цепь истока pHEMT-транзистора позволяет одновременно улучшить входное согласование и снизить коэффициент шума. Механизм этого эффекта связан с трансформацией входного импеданса транзистора благодаря обратной связи, что приближает его к оптимальному с точки зрения шумовых характеристик. В реальных устройствах С-диапазона применение индуктивности величиной 0,3-0,5 нГн позволяет улучшить коэффициент шума на 0,1-0,2 дБ при одновременном улучшении согласования.
В МШУ X-диапазона (8-12 ГГц) оптимальное значение индуктивности обратной связи в цепи истока составляет 0,15-0,25 нГн. При этом достигается снижение коэффициента шума на 0,15 дБ и улучшение входного согласования (S11) с -10 дБ до -18 дБ при незначительном снижении коэффициента усиления (на 0,5-0,8 дБ). Важно отметить, что введение индуктивности в цепь истока влияет на стабильность усилителя, уменьшая коэффициент устойчивости Роллета (K-фактор) примерно на 20-25%. Поэтому необходимо тщательно проверять устойчивость полученной схемы, особенно в широкой полосе частот.
Также эффективным методом является техника одновременного шумового и энергетического согласования (Simultaneous Noise and Power Match, SNPM). Она предполагает применение специальных топологий согласующих цепей, обеспечивающих компромисс между согласованием для минимума шума и согласованием для максимальной передачи мощности. В МШУ Ku-диапазона применение техники SNPM позволяет получить коэффициент шума всего на 0,15 дБ выше минимального при возвратных потерях по входу лучше -15 дБ.
Реализация техники SNPM математически сводится к решению оптимизационной задачи с комплексной целевой функцией вида F = α|Γs - Γopt|² + β|Γs - Γms*|², где Γs - коэффициент отражения от реального импеданса источника, Γopt - коэффициент отражения от оптимального импеданса для минимума шума, Γms - коэффициент отражения от оптимального импеданса для максимального усиления, α и β - весовые коэффициенты, определяющие приоритет минимизации шума или максимизации усиления. Для практических приложений хорошие результаты дают значения α = 0,7-0,8 и β = 0,2-0,3.
Компьютерное моделирование и оптимизация
Современный процесс проектирования МШУ на pHEMT-транзисторах неразрывно связан с применением средств компьютерного моделирования. Такой подход позволяет существенно сократить время разработки и минимизировать количество итераций физического прототипирования.
Ключевым моментом является наличие адекватных моделей активных компонентов. Для pHEMT-транзисторов широко применяются как физические модели (например, Angelov, Curtice), так и эмпирические, основанные на измеренных S-параметрах и шумовых характеристиках. При работе на частотах свыше 10 ГГц критическое значение приобретает учёт паразитных элементов не только самого транзистора, но и его корпуса, монтажных площадок и межсоединений.
Модель Angelov, часто используемая для pHEMT-транзисторов, описывается набором уравнений, ключевыми из которых являются выражения для тока стока: Ids = Ipk⋅(1 + tanh(Ψ))⋅tanh(α⋅Vds), где Ψ = P1⋅(Vgs - Vpk) + P2⋅(Vgs - Vpk)² + P3⋅(Vgs - Vpk)³, Ipk - ток насыщения, Vpk - напряжение, соответствующее максимальной крутизне, P1, P2, P3 - коэффициенты полинома, α - параметр, характеризующий выходную проводимость. Для обеспечения высокой точности модели, особенно в части шумовых характеристик, требуется определить более 20 параметров модели на основе экспериментальных данных.
Процесс оптимизации схемы МШУ обычно включает несколько этапов. На первом выполняется выбор рабочей точки транзистора, обеспечивающей наилучший компромисс между шумовыми параметрами и усилением. Затем проводится синтез входной согласующей цепи для обеспечения минимального коэффициента шума и выходной – для максимизации усиления и обеспечения требуемого выходного импеданса. При работе в широком диапазоне частот задача существенно усложняется, поскольку оптимальные импедансы меняются с частотой.
Для двухкаскадного МШУ Ka-диапазона (26-40 ГГц) типичный процесс оптимизации выглядит следующим образом. Моделирование начинается с определения оптимальных параметров рабочего режима транзисторов: для первого каскада выбирается режим с минимумом шума (Vds = 2 В, Id = 15-20 мА), для второго - режим максимального усиления (Vds = 3 В, Id = 30-35 мА). Затем выполняется синтез входной согласующей цепи, обычно в виде двухступенчатого трансформатора импеданса с шлейфами для компенсации частотной зависимости и обеспечения широкополосности. Межкаскадная согласующая цепь должна обеспечивать передачу сигнала с минимальными потерями и подавлять возможные паразитные колебания. Выходная согласующая цепь оптимизируется для обеспечения максимальной передачи мощности в нагрузку. Ключевыми критериями при оптимизации являются коэффициент шума (не более 2,5 дБ во всей полосе), усиление (не менее 22 дБ) и возвратные потери по входу и выходу (не хуже -12 дБ).
Современные средства автоматизированного проектирования позволяют применять мощные алгоритмы оптимизации, такие как генетические алгоритмы или метод роя частиц. Они особенно эффективны при необходимости одновременной оптимизации нескольких параметров, например, коэффициента шума, усиления, согласования по входу и выходу в заданной полосе частот. Практика показывает, что для двухкаскадного МШУ применение генетического алгоритма с популяцией 100 особей и 50 поколениями позволяет получить улучшение коэффициента шума на 0,2-0,3 дБ по сравнению с результатами классической оптимизации градиентными методами.
В ходе многокритериальной оптимизации МШУ X-диапазона методом роя частиц с 80 частицами и 100 итерациями удалось достичь следующих результатов: коэффициент шума 0,65 дБ (при исходном 0,85 дБ), усиление 15,5 дБ (при исходном 14,2 дБ), возвратные потери по входу -18 дБ (при исходных -12 дБ) и по выходу -15 дБ (при исходных -14 дБ). Временные затраты на такую оптимизацию составили около 4 часов на рабочей станции с процессором Intel Xeon E5-2680 и 64 ГБ оперативной памяти.
Практические аспекты реализации МШУ на pHEMT-транзисторах
Теоретически безупречное схемотехническое решение может оказаться неэффективным при практической реализации, если не учитываются технологические аспекты изготовления. Опыт разработки показывает, что изготовление МШУ на pHEMT-транзисторах требует особого внимания к ряду факторов.
Выбор материала подложки имеет критическое значение для характеристик усилителя. Традиционно для МШУ сантиметрового диапазона используются подложки из Rogers RO4350B или аналогичных материалов с низкими диэлектрическими потерями. Для миллиметрового диапазона предпочтительны материалы на основе фторопласта с диэлектрической проницаемостью 2,2-2,5 и тангенсом угла диэлектрических потерь не более 0,0015 на частоте 10 ГГц.
При проектировании топологии МШУ Ka-диапазона (26-40 ГГц) оптимальная толщина подложки составляет 0,127 мм для материалов с диэлектрической проницаемостью 2,2-2,5. Это обеспечивает приемлемую ширину микрополосковых линий (около 0,3 мм для линии с волновым сопротивлением 50 Ом) при минимизации паразитного излучения. Для сравнения, при использовании подложки толщиной 0,254 мм паразитное излучение увеличивается примерно в 2,2-2,5 раза, что приводит к снижению коэффициента усиления на 0,8-1,2 дБ на верхней границе диапазона. Экспериментальные исследования показывают, что для подложки Rogers RT/duroid 5880 (εr = 2,2, tg δ = 0,0009) толщиной 0,127 мм потери в микрополосковой линии длиной λ/2 на частоте 30 ГГц составляют около 0,15 дБ, а для аналогичной линии на подложке Rogers RO4003C (εr = 3,55, tg δ = 0,0027) той же толщины - около 0,35 дБ.
Топология печатной платы должна минимизировать длину межсоединений и обеспечивать эффективное экранирование между каскадами. Практика показывает, что размещение блокировочных конденсаторов в цепях питания на расстоянии более 2-3 мм от активного элемента может привести к возникновению паразитных резонансов и, как следствие, к неустойчивой работе усилителя.
Для цепей питания МШУ, работающего в диапазоне до 40 ГГц, рекомендуется использовать многослойную структуру блокировочных конденсаторов: конденсатор 0,5-1 пФ (типоразмер 0201) непосредственно у вывода транзистора, конденсатор 10-22 пФ (типоразмер 0402) на расстоянии 1-2 мм, конденсатор 1000 пФ (типоразмер 0603) на расстоянии 3-5 мм и электролитический конденсатор 1-10 мкФ на расстоянии 5-10 мм. Это обеспечивает эффективную фильтрацию в широком диапазоне частот. Измерения показывают, что недостаточная блокировка может привести к возникновению паразитных колебаний на частотах 500-900 МГц и существенному (на 3-5 дБ) увеличению коэффициента шума.
Заземление истока pHEMT-транзистора требует особого внимания, поскольку даже небольшая индуктивность в этой цепи оказывает значительное влияние на характеристики усилителя. В наиболее ответственных приложениях практикуется использование нескольких параллельных переходных отверстий для минимизации индуктивности заземления. Экспериментальные исследования показывают, что снижение индуктивности заземления с 0,3 нГн до 0,1 нГн может улучшить коэффициент шума на 0,1-0,15 дБ в Ku-диапазоне.
Оптимальная конфигурация заземления pHEMT-транзистора в корпусе SOT-343 для МШУ X-диапазона включает массив из шести переходных отверстий диаметром 0,3 мм непосредственно под контактной площадкой истока. Эквивалентная индуктивность такой структуры составляет около 0,05-0,07 нГн, что позволяет минимизировать паразитные эффекты. Измерения показывают, что при уменьшении количества переходных отверстий до двух (типичное решение для массового производства) эквивалентная индуктивность возрастает до 0,15-0,2 нГн, что приводит к ухудшению коэффициента шума примерно на 0,12 дБ и снижению усиления на 0,5-0,7 дБ на верхней границе диапазона.
Термический режим также играет существенную роль в обеспечении стабильной работы МШУ. Для pHEMT-транзисторов характерна значительная температурная зависимость шумовых параметров и крутизны. Практические исследования показывают, что увеличение температуры канала на каждые 10°C приводит к деградации коэффициента шума примерно на 0,05-0,07 дБ. Поэтому необходимо обеспечивать эффективный теплоотвод, особенно для многокаскадных усилителей с высоким коэффициентом усиления.
Для МШУ X-диапазона с выходной мощностью насыщения около 20 дБм тепловыделение составляет 200-250 мВт. При этом тепловое сопротивление переход-корпус для pHEMT-транзистора в типичном корпусе SOT-343 составляет 80-100°С/Вт, а корпус-окружающая среда при монтаже на стандартную печатную плату - около 40-50°С/Вт. Таким образом, перегрев активной области транзистора относительно окружающей среды может достигать 25-30°С, что существенно влияет на шумовые характеристики. Применение специальных теплоотводящих покрытий с теплопроводностью 5-8 Вт/(м·К) позволяет снизить тепловое сопротивление корпус-окружающая среда до 20-25°С/Вт и уменьшить перегрев до 15-20°С, что соответствует улучшению коэффициента шума на 0,07-0,1 дБ.
Заключение
Проектирование и оптимизация схем малошумящих усилителей на основе pHEMT-транзисторов представляет собой многоаспектную задачу, требующую комплексного подхода и глубокого понимания физических процессов, протекающих в этих устройствах. Современные методы компьютерного моделирования в сочетании с накопленным практическим опытом позволяют создавать МШУ с уникальным сочетанием низкого коэффициента шума, высокого усиления и широкой полосы рабочих частот.
Выбор конкретной архитектуры – каскодной, балансной или с распределённым усилением – должен основываться на требованиях конкретного приложения и допустимых компромиссах между различными параметрами. Оптимизация шумовых характеристик требует тщательного подбора режимов работы транзисторов и топологии согласующих цепей, при этом современные алгоритмы оптимизации существенно облегчают решение этой задачи.
Дальнейшее развитие технологии pHEMT-транзисторов, в частности, уменьшение длины затвора до субмикронных значений и применение новых материальных систем, таких как InP/InGaAs, открывает перспективы создания МШУ с коэффициентом шума менее 0,3 дБ в диапазоне до 40 ГГц и расширения рабочего диапазона до 100 ГГц и выше. Это позволит существенно улучшить характеристики будущих систем радиосвязи, радиолокации и радиоастрономии.