Операционный усилитель в схемотехническом учебнике выглядит как треугольник с двумя входами и одним выходом. В реальном кремнии внутри этого треугольника живёт целая архитектура, принятые решения в которой определяют, достигнет ли усилитель обещанных нановольт шума или превратит прецизионный тракт в генератор помех. Три топологических решения сегодня формируют облик подавляющего большинства прецизионных операционных усилителей: сложенный каскод (folded cascode), входной каскад с рельс-в-рельс диапазоном (rail-to-rail input) и техника чоппер-стабилизации. Каждое из них преследует конкретную цель, и у каждого есть своя цена.
Дифференциальный каскад и откуда берётся шум
Прежде чем разбирать конкретные архитектуры, полезно понять, где именно рождается шум операционного усилителя. Входной дифференциальный каскад отвечает за подавляющую долю шума, приведённого ко входу, потому что любой шум последующих каскадов делится на коэффициент усиления входного каскада при пересчёте к входу. Это означает, что первые два транзистора в схеме определяют всё.
В КМОП-технологии шум МОП-транзистора складывается из двух компонентов. Тепловой (белый) шум описывается формулой 4kT умноженное на γ делённое на gm, где gm - крутизна транзистора, γ - коэффициент, зависящий от режима работы. Отсюда следует первый практический вывод: большая крутизна снижает тепловой шум. Крутизна растёт с током через транзистор и с соотношением ширины к длине канала W/L. Второй компонент шума - фликкер-шум (шум 1/f), обусловленный захватом и выбросом носителей заряда на дефектах оксида затвора. Его спектральная плотность растёт обратно пропорционально частоте и обратно пропорционально площади затвора WL. Для минимизации фликкер-шума входные транзисторы делают физически большими, что увеличивает площадь затвора, но одновременно замедляет усилитель из-за роста паразитных ёмкостей. Именно здесь начинается главный компромисс в проектировании малошумящих операционных усилителей.
Folded cascode, высокое усиление без ущерба для динамического диапазона
Простейший дифференциальный каскад на одной паре транзисторов ограничен по усилению: сопротивление нагрузки (обычно токовое зеркало) ограничивает коэффициент усиления по напряжению величиной порядка gm умноженное на rout, то есть десятками децибел. Для операционного усилителя с разомкнутой петлёй это катастрофически мало: прецизионные применения требуют коэффициента усиления 100 дБ и выше.
Каскодирование решает эту проблему, повышая выходное сопротивление каскада. В классическом каскоде дополнительный транзистор включается последовательно с основным и удерживает напряжение сток-исток основного транзистора постоянным, экранируя его от изменений выходного напряжения. Выходное сопротивление при этом возрастает пропорционально gm дополнительного транзистора умноженное на его rout, то есть примерно на два порядка по сравнению с некаскодированным вариантом.
Сложенный каскод (folded cascode) идёт дальше. Вместо того чтобы "складывать" каскодный транзистор последовательно с входным, он "сворачивает" путь сигнала в другую ветвь с противоположным типом канала. Типичная реализация: входная пара PMOS-транзисторов, ток которой "складывается" вниз в NMOS-каскодную ветвь с токовым зеркалом. Это решение позволяет сохранить полный диапазон выходного напряжения: каскодная ветвь не "съедает" головное напряжение из стека транзисторов, и выход может качаться в пределах 100-200 мВ от каждой шины питания.
С точки зрения шума folded cascode имеет важное свойство: каскодные транзисторы вносят минимальный вклад в приведённый ко входу шум. Их шум делится на квадрат коэффициента усиления входной пары, что делает его пренебрежимо малым при правильном проектировании. Основными источниками шума остаются входная пара и токовое зеркало нагрузки. Грамотное соотношение токов и размеров транзисторов нагрузки позволяет снизить их вклад до уровня, при котором суммарный шум усилителя определяется почти исключительно входной парой.
Rail-to-rail вход и скрытая плата за универсальность
Операционный усилитель с обычным входным каскадом имеет ограниченный диапазон входного синфазного напряжения (common-mode input range). Для PMOS-входной пары при питании 3,3 В типичный диапазон составляет от минус 0,1 В до примерно 1,5 В, то есть верхняя половина диапазона питания недоступна. Для многих применений это нормально. Но в однополярных системах с низким напряжением питания, где сигнал может приближаться к обеим шинам, нужен rail-to-rail вход.
Стандартное решение: параллельное включение двух входных пар с разными типами канала. Пока синфазное напряжение низкое, работает PMOS-пара; по мере роста синфазного напряжения к верхней шине она выходит из насыщения, и эстафету перехватывает NMOS-пара. В области перехода обе пары работают одновременно.
Именно здесь скрывается главная проблема rail-to-rail входа: суммарная крутизность gm двух параллельных пар в зоне перехода примерно вдвое выше, чем при работе одной пары. Нестабильность gm означает изменение коэффициента усиления разомкнутой петли, что при замкнутой петле обратной связи приводит к изменению переходных характеристик и потенциально к возбуждению. Для борьбы с этим применяются схемы стабилизации суммарного тока (constant-gm control): при переходе к двухпарной работе ток через каждую пару пропорционально снижается, удерживая суммарную крутизность постоянной.
Шумовые последствия rail-to-rail входа неоднозначны. В зоне работы одной пары шум усилителя определяется характеристиками этой пары. В зоне перехода шумят обе пары параллельно, что при правильной балансировке токов даёт примерно тот же уровень шума. Но разные типы транзисторов (PMOS и NMOS) имеют разные коэффициенты фликкер-шума, и в некоторых технологиях один тип значительно шумнее другого. Это означает, что шумовые характеристики rail-to-rail усилителя могут зависеть от синфазного уровня входного сигнала, что критично для прецизионных измерений в широком диапазоне.
Chopper-стабилизация, борьба с фликкер-шумом через модуляцию
Фликкер-шум (шум 1/f) в КМОП-усилителях может доминировать в полосе от единиц герц до десятков килогерц, перекрывая именно тот частотный диапазон, где работают большинство сенсорных систем, медицинских приборов и прецизионных вольтметров. Подавление этого компонента шума стало отдельной инженерной дисциплиной, и наиболее эффективный инструмент в ней - чоппер-стабилизация (chopper stabilization).
Принцип чоппер-стабилизации прост и элегантен. Входной сигнал перед подачей на усилитель модулируется на частоту fchopper, обычно несколько сотен килогерц. Усилитель усиливает модулированный сигнал вместе со своим собственным шумом и смещением, сосредоточенными вблизи нулевой частоты. На выходе сигнал демодулируется обратно на исходную частоту, а шум и смещение усилителя, оказавшись в области нулевой частоты после модуляции, теперь переносятся на частоту fchopper и её гармоники - далеко за пределы рабочей полосы. Фильтр низких частот удаляет этот перенесённый шум, оставляя практически чистый сигнал.
Реальные характеристики современных чоппер-стабилизированных усилителей впечатляют. Типовые значения напряжения смещения у таких приборов составляют 1-5 мкВ против 100-500 мкВ у обычных КМОП-усилителей. Фликкер-шум в полосе 0,1-10 Гц снижается на 20-40 дБ. Усилитель ADA4522 от Analog Devices достигает смещения менее 2,5 мкВ и шума 5,9 нВ/√Гц в белой области спектра при частоте чоппера 200 кГц.
Но у чоппер-стабилизации есть характерный артефакт, с которым необходимо бороться отдельно. Переключение чопперных ключей сопровождается зарядовой инжекцией (charge injection) и эффектом тактовой проходимости (clock feedthrough), что создаёт всплески напряжения (ripple) на выходе усилителя на частоте fchopper. Эти всплески могут достигать нескольких милливольт и требуют дополнительной фильтрации. Продвинутые реализации применяют технику коррелированной двойной выборки (correlated double sampling, CDS) или петли подавления пульсаций (ripple reduction loop), которые снижают остаточный всплеск до единиц микровольт без потери полезного сигнала. Именно совмещение folded cascode ядра, rail-to-rail входа и CDS-демодуляции в одном кристалле позволяет современным прецизионным усилителям достигать одновременно низкого шума, широкого диапазона входных напряжений и минимального смещения.
Компенсация и устойчивость в многокаскадных топологиях
Усилитель с высоким коэффициентом усиления неизбежно становится многокаскадным, а каждый каскад добавляет полюс в амплитудно-частотную характеристику. Два полюса в петле обратной связи могут привести к возбуждению, если фаза петлевого усиления на частоте единичного коэффициента достигнет 180 градусов. Компенсация усилителя решает задачу обеспечения достаточного запаса по фазе при сохранении максимально возможной полосы пропускания.
Классический метод компенсации Миллера включает конденсатор обратной связи между выходом второго каскада и входом первого. Ёмкость Миллера через эффект умножения создаёт доминирующий полюс на низкой частоте, отодвигая остальные полюсы за пределы полосы единичного коэффициента. Недостаток этого подхода: правополуплановый нуль (RHP zero), возникающий из-за прямого прохождения сигнала через компенсирующий конденсатор, ухудшает запас по фазе. Каскод-компенсация Миллера (cascode Miller compensation) устраняет этот нуль, разрывая прямой путь сигнала через конденсатор с помощью буферного транзистора. Результат: меньший компенсирующий конденсатор при той же полосе и значительно лучший высокочастотный PSRR - именно поэтому этот метод стал стандартом в современных прецизионных folded cascode топологиях.
Как архитектурные решения проявляются в реальных схемах
Понимание внутренней архитектуры операционного усилителя меняет подход к выбору компонента. Усилитель с folded cascode ядром без чоппер-стабилизации будет иметь умеренный фликкер-шум и хорошие высокочастотные характеристики: его уместно применять в широкополосных измерительных трактах, где высокая частота чоппера стала бы источником помех. Чоппер-стабилизированный усилитель идеален для медленных, но сверхточных измерений: тензометрия, термопары, прецизионные весы с полосой до нескольких сотен герц. Rail-to-rail вход оправдан в системах с однополярным питанием и сигналом, использующим весь диапазон питания, но требует понимания возможной зависимости шума от уровня синфазного сигнала.
Самая частая ошибка при выборе операционного усилителя: ориентация исключительно на паспортный шум без учёта того, в каком частотном диапазоне этот шум нормирован. Усилитель с великолепными 1,8 нВ/√Гц в белой области спектра может проигрывать более скромному конкуренту в реальном измерительном тракте на частотах ниже 100 Гц, если у первого высокий угловой фликкер-шум, а у второго реализована эффективная чоппер-стабилизация. Именно полная картина шума во всей рабочей полосе, а не одна цифра из таблицы характеристик, определяет, насколько хорошо усилитель справится с конкретной измерительной задачей.
Канал сайта в Telegram
Канал сайта на YouTube