Bootstrap-питание, dead-time и борьба с пробоем в силовых драйверах полумостов

Среди всех узлов импульсного источника питания или мотор-драйвера драйвер затвора выглядит скромно. Небольшая микросхема, пара резисторов, конденсатор на плате рядом с силовыми ключами. Но именно здесь, в этом неприметном слое между управляющей логикой и MOSFET или IGBT, решается судьба всей схемы. Три темы в этой области пересекаются теснее всего: bootstrap-питание верхнего плеча, генерация мёртвого времени и борьба со сквозным током. Каждая из них достаточно глубока, чтобы заполнить отдельную главу учебника, но по-настоящему понять их можно только вместе.

Зачем верхнему ключу нужно отдельное питание

Полумост построен на двух N-канальных транзисторах, соединённых последовательно между шиной питания и землёй. Нижний ключ (low-side) открывается привычно: чтобы создать нужное напряжение затвор-исток, достаточно подать 12-15 В относительно общего провода схемы. С верхним ключом (high-side) история другая. Его исток подключён к средней точке полумоста, которая в момент открытия транзистора подтягивается к напряжению шины питания. Если шина 400 В, исток верхнего MOSFET оказывается при 400 В. Чтобы надёжно открыть затвор, напряжение на нём должно быть ещё на 10-15 В выше истока, то есть 410-415 В относительно земли. Откуда взять такой потенциал, не применяя изолированный DC/DC-преобразователь?

Именно для этого и придумана bootstrap-схема: элегантное решение, которое буквально питается от собственного переключения. Когда нижний ключ открыт и средняя точка полумоста притянута к земле, через быстродействующий диод заряжается небольшой конденсатор Cboot. Напряжение на нём устанавливается близким к напряжению питания логики драйвера, обычно 12-15 В. Как только нижний ключ закрывается и верхний открывается, средняя точка взлетает к шине питания. Вместе с ней поднимается и весь bootstrap-конденсатор: его верхняя обкладка оказывается на 12-15 В выше шины. Это и есть то самое плавающее питание, которое открывает затвор верхнего транзистора.

Расчёт ёмкости Cboot требует аккуратности. Конденсатор должен быть достаточно большим, чтобы напряжение на нём не падало ниже порога UVLO (undervoltage lockout) драйвера за время максимальной рабочей скважности верхнего ключа. Минимальная ёмкость вычисляется из суммарного заряда затвора транзистора (Qg), тока утечки самого bootstrap-конденсатора и тока потребления внутренней логики драйвера. Практика показывает: расчётное значение стоит умножать на коэффициент 2-3, чтобы учесть разброс параметров конденсатора при постоянном смещении. У керамических конденсаторов X7R ёмкость падает на 20-40% при рабочем напряжении, и этот факт нередко удивляет тех, кто впервые сталкивается с подобной схемой. Типовые значения для схем мощностью единицы-десятки киловатт лежат в диапазоне от 100 нФ до 10 мкФ.

Bootstrap-диод заслуживает отдельного внимания. Он должен быть ультрабыстрым: при переключении средней точки полумоста диод обязан закрыться прежде, чем к нему будет приложено обратное напряжение шины. Стандартные выпрямительные диоды с временем восстановления 500-1000 нс здесь абсолютно непригодны. Применяются диоды с барьером Шоттки или ультрабыстрые диоды с временем обратного восстановления менее 50 нс. В интегрированных драйверах вроде IR2110 или IRS2184 bootstrap-диод уже встроен в кристалл, что снимает вопрос выбора, но не отменяет необходимость внешнего конденсатора.

Есть и принципиальное ограничение bootstrap-схемы, о котором нельзя умолчать: она не работает при скважности верхнего ключа, близкой к 100%. Если верхний транзистор открыт постоянно, нижний никогда не открывается, а значит, Cboot никогда не заряжается. Напряжение на нём медленно падает из-за токов утечки и потребления логики, пока не сработает UVLO и драйвер не закроет верхний ключ принудительно. Для Buck-конвертеров с глубокой скважностью это реальное ограничение, которое вынуждает либо применять изолированные источники питания для high-side драйвера, либо периодически принудительно вставлять короткие импульсы на нижний ключ для подзарядки Cboot.

Мёртвое время и почему без него схема живёт недолго

Мёртвое время (dead-time) — это намеренно введённая пауза между закрытием одного ключа полумоста и открытием другого. Зачем она нужна? Реальный транзистор не переключается мгновенно. Пока верхний ключ ещё закрывается (его затворная ёмкость разряжается через резистор), нижний уже может начать открываться. В этот момент оба транзистора оказываются в проводящем состоянии одновременно, и через них протекает сквозной ток (shoot-through), ограниченный лишь сопротивлением включённых ключей и паразитной индуктивностью шины. За несколько микросекунд такого режима транзисторы перегреваются и выходят из строя.

Мёртвое время должно быть больше суммарного времени выключения самого медленного транзистора в паре. Для современных MOSFET в схемах на 48-100 В это обычно 50-200 нс. Для IGBT в преобразователях на 400-800 В, где хвост тока при выключении растягивается на микросекунды, мёртвое время может составлять 2-5 мкс. Недостаточное мёртвое время ведёт к пробою, избыточное — к росту потерь и искажению формы выходного напряжения, что критично для мотор-драйверов, где точность ШИМ напрямую влияет на качество управления крутящим моментом.

Генерация мёртвого времени реализуется несколькими способами. Простейший: два входных сигнала с логической задержкой, введённой RC-цепочкой на каждом канале. Способ дешёвый, но нестабильный: задержка зависит от температуры и разброса компонентов. Более надёжный путь — специализированные драйверы со встроенным аппаратным dead-time генератором, у которых задержка задаётся резистором или программируется через SPI (как в DRV8353 от Texas Instruments). Вершина гибкости: генерация мёртвого времени непосредственно в микроконтроллере или FPGA, где значение задержки можно адаптировать в реальном времени в зависимости от тока нагрузки и температуры силовых ключей.

Эффект Миллера и ложное открытие транзистора

Есть явление, которое способно обнулить все усилия по правильной генерации мёртвого времени. Когда нижний ключ закрыт, а верхний резко открывается, средняя точка полумоста за десятки наносекунд скачет от нуля до напряжения шины. Этот быстрый перепад напряжения через ёмкость затвор-сток нижнего транзистора (ёмкость Миллера, Cgd) инжектирует ток в цепь затвора нижнего ключа. Если импеданс цепи затвора достаточно высок, наведённый ток создаёт на нём напряжение, способное приоткрыть транзистор даже при нулевом сигнале управления. Это и есть ложное открытие (Miller turn-on), которое резко увеличивает сквозной ток и потери.

Борьба с эффектом Миллера ведётся на нескольких фронтах одновременно. Первый приём: снизить импеданс цепи затвора в закрытом состоянии. Часть драйверов активно удерживает затвор закрытого транзистора на уровне 0 В или даже отрицательного напряжения (обычно минус 5 В), что требует двуполярного питания драйвера. Второй приём: использовать раздельные резисторы для включения и выключения. Резистор выключения выбирается меньше резистора включения, что ускоряет разряд ёмкости Миллера при закрытии и снижает наводку при переключении соседнего ключа. Третий приём на уровне компоновки платы: минимизировать паразитную индуктивность в цепи истока нижнего ключа, которая при быстром изменении тока тоже вносит возмущение в напряжение затвор-исток.

Сквозной ток и реальные механизмы пробоя

Сквозной ток (shoot-through) — это не единственный путь к пробою полумоста, хотя и самый известный. В реальных схемах существует несколько сценариев, каждый из которых требует отдельного внимания.

Первый сценарий связан с недостаточным мёртвым временем при высокой температуре. Время выключения транзисторов растёт с температурой, и если dead-time был откалиброван при комнатной температуре без запаса, при разогреве схемы до 100-125 °C возникает перекрытие открытых состояний. Второй сценарий: пробой через паразитный диод (body diode) MOSFET при жёстком переключении. Когда ток нагрузки коммутируется через body diode и затем транзистор резко открывается, диод не успевает восстановиться и временно проводит в обоих направлениях. Этот режим (hard commutation of body diode) создаёт пиковые токи, в разы превышающие номинал. Третий сценарий: пробой по напряжению из-за паразитной индуктивности шины питания. При быстром закрытии ключа резкое изменение тока на индуктивности шины рождает выброс напряжения, который может превысить допустимое напряжение сток-исток транзистора.

Практический список мер защиты от пробоя выглядит следующим образом:

• снабберные RC-цепочки или TVS-диоды параллельно ключам для поглощения индуктивных выбросов;
• минимизация паразитной индуктивности силовой шины за счёт компоновки (широкие полигоны питания, развязывающие конденсаторы максимально близко к транзисторам);
• аппаратная защита по перетоку (overcurrent protection) в драйвере с временем реакции менее 1 мкс;
• термозащита с гистерезисом, предотвращающая работу при перегреве силовых ключей;
• выбор транзисторов с запасом по напряжению не менее 20-30% от максимального расчётного выброса.

Компоновка платы как часть схемотехники

Хорошая схема драйвера полумоста, реализованная на плохо скомпонованной плате, работает хуже посредственной схемы на грамотной плате. Это звучит как преувеличение, но практика подтверждает это снова и снова. Паразитная индуктивность петли затвора (от выхода драйвера до затвора транзистора и обратно к земле драйвера) должна быть минимальной: каждые 10 нГн в этой петле замедляют переключение и увеличивают выброс напряжения на затворе. Рекомендуемое расстояние от драйвера до транзистора на плате: не более 10-15 мм, дорожки максимально короткие и широкие.

Bootstrap-конденсатор размещается вплотную к выводам VB и VS драйвера, а не в стороне от него. Развязывающий конденсатор питания самого драйвера (по цепи VCC) ставится максимально близко к выводам микросхемы: при переключении ключей токи зарядки-разрядки затворных ёмкостей достигают нескольких ампер за десятки наносекунд, и если конденсатор далеко, паразитная индуктивность дорожки создаёт просадку питания, нарушающую работу логики драйвера.

Силовая петля (шина питания, верхний ключ, нижний ключ, шина GND) должна иметь минимальную площадь, ограничивающую паразитную индуктивность. Именно здесь многослойная плата с внутренними полигонами питания и земли показывает кратное преимущество перед двусторонней: индуктивность силовой петли снижается в несколько раз, выбросы напряжения при коммутации уменьшаются пропорционально.

Что отличает надёжную конструкцию от уязвимой

Полумостовой драйвер не прощает компромиссов. Экономия на качестве bootstrap-диода или неточный расчёт ёмкости Cboot проявляют себя не сразу: схема работает при комнатной температуре, при лёгкой нагрузке, при невысокой частоте. Но стоит условиям измениться в сторону реального эксплуатационного режима, и накопленные допущения складываются в отказ.

Зрелый подход выглядит иначе. Dead-time рассчитывается с запасом по температуре и разбросу параметров транзисторов. Bootstrap-конденсатор выбирается с учётом реального падения ёмкости при рабочем напряжении. Компоновка платы прорабатывается ещё до разводки, а не правится после первых испытаний. Защита от эффекта Миллера закладывается в схему изначально, а не добавляется после первого случая ложного срабатывания. Именно это сочетание аккуратного расчёта, правильного выбора компонентов и продуманной топологии платы превращает полумост из потенциально уязвимого узла в надёжную основу любого силового преобразователя.